1. 電路設計時光耦選型需要考慮哪些參數
需要考慮的參數太多了，根據重要性主要有如下幾個。
1、首先是延遲時間，這個參數影響傳輸度。
2、其次是傳輸比，這個參數影響傳遞效率
3、再次就是輸出阻抗，這個參數影響驅動能力
4、還要考慮的參數有隔離電壓、上升時間和下降時間、擊穿電壓、驅動極性等等。
2. 光耦隔離電路的問題
圖2在輸出高電平時，電流大，帶負載能力強。缺點是如果後面的電路對地短路了，就燒掉光耦了。
圖1輸出高電平時串了一個電阻，使電流很小，如果後面的電路輸入阻抗低，就會造成電壓降低，甚至工作不穩定，但光耦是安全的，不會被燒掉。
因此，圖2抗干擾能力強，但不夠安全。圖1電路不容易壞，但帶負載能力差。
3. 光耦驅動電路
最好用左邊一種，它能兼容CMOS和TTL邏輯，右邊一種只能用於CMOS邏輯，用於TTL時下拉電流可能不夠，導致低電平電壓比較高。
左邊一種如果邏輯極性不對，不要改用右邊的電路，可以改輸入端，讓輸入通過電阻和光耦對地。
另外，24V邏輯轉5V邏輯其實不需要光耦，一個二極體和一個對5V電源的上拉電阻就夠了，如果是接內置上拉的單片機等晶元，只需要一個二極體。當然也可以只用一個限流電阻，單片機內部的ESD保護二極體可以將輸入電壓鉗制在0至5V之間。
4. 用光耦做一個電源的開關，控制3V2A的電源通斷，怎樣設計呢
認真地看了一下常用的光耦pc817的資料，發現它資料上面能通過的電流是50MA，還有4N35等類似的元件，都是差不多的。其實我到現在還沒有發現能通過2A電流的光耦，我在電子廠工作了10年了，所以我認為直接用光耦根本就是不可能的。
簡單的方法應該是輸出的脈沖信號驅動光耦光電二極體，光耦的輸出端接如圖電路，如果長時間工作要注意散熱，靈敏度要求高或電流不足需要達林頓管，脈沖的頻率不可以太高的。這個電路我做過實驗，絕不是想當然
5. 高速光耦資料
單相逆變器智能功率模塊應用電路設計
1 引言
智能功率模塊(Intelligent Power Mole，IPM)以開關速度快、損耗小、功耗低、有多種保護功能、抗干擾能力強、無須採取防靜電措施、體積小等優點在電力電子領域得到越來越廣泛的應用。以PM200DSA060型IPM為例，介紹IPM應用電路設計和在單相逆變器中的應用。
2 IPM的結構
IPM由高速、低功率IGBT、優選的門級驅動器及保護電路構成。其中，IGBT是GTR和MOSFET的復合，由MOSFET驅動GTR，因而IPM具有GTR高電流密度、低飽和電壓、高耐壓、MOSFET高輸入阻抗、高開關頻率和低驅動功率的優點。
根據內部功率電路配置情況。IPM有多種類型，如PM200DSA060型IPM為D型(內部集成2個IGBT)，其內部功能框圖如圖1所示，內部結構如圖2所示。內有驅動和保護電路，保護功能有控制電源欠壓鎖定保護、過熱保護、過流保護和短路保護，當其中任一種保護功能動作時，IPM將輸出故障信號FO。
IPM內部電路不含防止干擾的信號隔離電路、自保護功能和浪涌吸收電路，為了保證IPM安全可靠，需要自己設計部分外圍電路。
3 IPM的外部驅動電路設計
IPM的外部驅動電路是IPM內部電路和控制電路之間的介面，良好的外部驅動電路對以IPM構成的系統的運行效率、可靠性和安全性都有重要意義。
由IPM內部結構圖可見，器件本身含有驅動電路。所以只要提供滿足驅動功率要求的PWM信號、驅動電路電源和防止干擾的電氣隔離裝置即可。但是，IPM對驅動電路輸出電壓的要求很嚴格：驅動電壓范圍為13.5V～16.5V，電壓低於13.5V將發生欠壓保護，電壓高於16.5V可能損壞內部部件；驅動信號頻率為5Hz～20kHz，且需採用電氣隔離裝置，防止干擾：驅動電源絕緣電壓至少是IPM極間反向耐壓值的2倍(2Vces)；驅動電流達19mA-26mA；驅動電路輸出端的濾波電容不能太大，這是因為當寄生電容超過100pF時，雜訊干擾將可能誤觸發內部驅動電路。
圖3所示是一種典型的高可靠性IPM外部驅動電路方案。來自控制電路的PWM信號經R1限
流，再經高速光耦隔離並放大後接IPM內部驅動電路並控制開關管工作，FO信號也經過光耦隔離輸出。其中每個開關管的控制電源端採用獨立隔離的穩壓15V電源，且接1隻10μF的退耦電容器(圖中未畫出)以濾去共模雜訊。R1根據控制電路的輸出電流選取，如用DSP產生PWM，則R1的阻值可為330Ω。R2根據IPM驅動電流選值，一方面應盡可能小以避免高阻抗IPM拾取雜訊，另一方面又要足夠可靠地控制IPM，可在2kΩ～6.8kΩ內選取。C1為2端與地間的0.1μF濾波電容器，PWM隔離光耦的要求是tPLH<0.8μF，tPHL<0.8μF，CMR>10kV／μs，可選用HCPL4503型、HCPL4504型、PS2041型(NEC)等高速光耦，且在光耦輸入端接1隻0.1μF的退耦電容器(圖中未畫出)。FO輸出光耦可用低速光耦(如PC817)。IPM的內部引腳功能如表1所示。
圖3的外部介面電路直接固定在PCB上且靠近模塊輸入腳，以減少雜訊和干擾，PCB上布線的距離應適當，避免開關時干擾引起的電位變化。
另外，考慮到強電可能造成外部驅動電路到IPM引線的干擾，可以在引腳1～4間，3～4間，4—5間根據干擾大小加濾波電容器。
4 IPM的保護電路設計
由於IPM本身提供的保護電路不具備自保護功能。所以要通過外圍硬體或軟體的輔助電路將內部提供的FO信號轉換為封鎖IPM的控制信號，關斷IPM，實現保護。
4.1 硬體
IPM有故障時，FO輸出低電平，通過高速光耦到達硬體電路。關斷PWM輸出，從而達到保護IPM的目的。具體硬體連接方式如下：在PWM介面電路前置帶控制端的3態收發器(如74HC245)，PWM信號經過3態收發器後送至IPM介面電路，IPM的故障輸出信號FO經光耦隔離輸出送入與非門，再送到3態收發器使能端OE。IPM正常工作時，與非門輸出為低電平，3態收發器選通；IPM有故障時，與非門輸出為高電平，3態收發器所有輸出置為高阻態，封鎖各個IPM的控制信號，關斷IPM，實現保護。
4.2 軟體
IPM有故障時，FO輸出低電平，FO信號通過高速光耦送到控制器進行處理，處理器確認後，利用中斷或軟體關斷IPM的PWM控制信號，從而達到保護目的。如在基於DSP控制的系統中，利用事件管理器中功率驅動保護引腳(PDPINT)中斷實現對IPM的保護。通常1個事件管理器產生的多路PWM可控制多個IPM工作，其中每個開關管均可輸出FO信號。每個開關管的FO信號通過與門，當任一開關管有故障時輸出低電平，與門輸出低電平，將該引腳連至PDPINT，由於PDPINT為低電平時DSP中斷，所有的事件管理器輸出引腳均被硬體設置為高阻態，從而達到保護目的。
以上2種方案均利用IPM故障輸出信號封鎖IPM的控制信號通道。因而彌補了IPM自身保護的不足，有效地保護了器件。
5 IPM的緩沖電路設計
在IPM應用中，由於高頻開關過程和功率迴路寄生電感等疊加產生的di／dt、dv／dt和瞬時功耗會對器件產生較大的沖擊，易損壞器件。因此需設置緩沖電路(即吸收電路)，目的是改變器件的開關軌跡，控制各種瞬態過壓，降低器件開關損耗，保護器件安全運行。
圖4為常用的3種IPM緩沖電路。圖4(a)為單只無感電容器構成的緩沖電路。對瞬變電壓有效且成本低，適用於小功率IPM。圖4(b)為RCD構成的緩沖電路，適用於較大功率IPM，緩沖二極體D可箝住瞬變電壓。從而抑制由於母線寄生電感可能引起的寄生振盪。其RC時間常數應設計為開關周期的l／3，即τ=T/3=1/3f。圖4(c)為P型RCD和N型RCD構成的緩沖電路。適用於大功率IPM。功能類似於圖4(b)所示的緩沖電路，其迴路電感更小。若同時配合使用圖4(a)所示的緩沖電路，還能減小緩沖二極體的應力，緩沖效果更好。
在圖4(c)中，當IGBT關斷時，負載電流經緩沖二極體向緩沖電容器充電，同時集電極電流逐漸減少，由於電容器二端的電壓不能突變，所以有效地限制了IGBT集電極電壓上升率dv／dt。也避免了集電極電壓和集電極電流同時達到最大值。IGBT集電極母線電感、電路及其元件內部的雜散電感在IGBT開通時儲存的能量，這時儲存在緩沖電容器中。當IGBT開通時。集電極母線電感以及其他雜散電感又有效地限制了IGBT集電極電流上升率di／dt。同樣也避免了集電極電壓和集電極電流同時達到最大值。此時，緩沖電容器通過外接電阻器和IGBT開關放電，其儲存的開關能量也隨之在外接電阻器和電路、元件內部的電阻器上耗散。如此。便將IGBT運行時產生的開關損耗轉移到緩沖電路，最後在相關電阻器上以熱的形式耗散，從而保護IGBT安全運行。
圖4(c)中的電阻值和電容值按經驗數據選取：如PM200DSA060的電容值為0.22μF一0.47μF，耐壓值是IGBT的1.1倍～1.5倍，電阻值為10Ω～20Ω，電阻功率按P=fCU2*10-6計算，其中f為IGBT工作頻率，U為IGBT的工作峰值電壓，C為緩沖電路與電阻器串聯電容。二極體選用快恢復二極體。為了保證緩沖電路的可靠性。可以根據功率大小選擇封裝好的圖4所示的緩沖電路。
另外，由於母線電感、緩沖電路及其元件內部的雜散電感對IPM尤其是大功率IPM有極大的影響，因此愈小愈好。要減小這些電感需從多方面入手：直流母線要盡量地短；緩沖電路要盡可能地靠近模塊；選用低電感的聚丙烯無極電容器、與IPM相匹配的快速緩沖二極體及無感泄放電阻器。
6 IPM在單相全橋逆變器中的應用
圖5所示的單相全橋逆變電路主要由逆變電路和控制電路組成。逆變電路包括逆變全橋和濾波電路，其中逆變全橋完成直流到交流的變換，濾波電路濾除諧波成分以獲得需要的交流電：控制電路完成對逆變橋中開關管的控制並實現部分保護功能。
圖中的逆變全橋由4個開關管和4個續流二極體組成，工作時開關管在高頻條件下通斷。開關瞬間開關管電壓和電流變大，損耗大，結溫升高，加上功率迴路寄生電感、振盪及雜訊等，極易導致開關管瞬間損壞，以往常用分立元件設計開關管的保護電路和驅動電路，導致電路龐大且不可靠。
筆者採用一對PM200DSA060雙單元IPM模塊分別代替圖中V1、D1、V2、D2組合和V3、D3、V4、D4組合構成全橋逆變電路，利用DSP對IPM的控制，完成了中頻率20kW、230V逆變器的設計和調試，採用了如上所述的驅動電路、圖4(c)中的緩沖電路和基於DSP控制的軟體IPM保護電路。設計實踐表明：使用IPM可簡化系統硬體電路、縮短系統開發時間、提高可靠性、縮小體積，提高保護能力。
6. 關於光耦電路的原理
光耦電路即光電耦合器一般由三部分組成，光的發射、光的接收及信號放大。輸入的電信號驅動發光二極體（LED），使之發出一定波長的光，被光探測器接收而產生光電流，再經過進一步放大後輸出。這就完成了電—光—電的轉換，從而起到輸入、輸出、隔離的作用。
在光耦電路設計中，有兩個參數需要格外注意，一個是反向電壓Vr，是指原邊發光二極體所能承受的最大反向電壓，超過此反向電壓，可能會損壞LED。而一般光耦中，這個參數只有5V左右，在存在反壓或振盪的條件下使用時，要特別注意不要超過反向電壓。
另外一個參數是光耦的電流傳輸比是指在直流工作條件下，光耦的輸出電流與輸入電流之間的比值。光耦的CTR類似於三極體的電流放大倍數，是光耦的一個極為重要的參數，它取決於光耦的輸入電流和輸出電流值及電耦的電源電壓值，
這幾個參數共同決定了光耦工作在放大狀態還是開關狀態，其計算方法與三極體工作狀態計算方法類似。若輸入電流、輸出電流、電流傳輸比設計搭配不合理，可能導致電路不能工作在預想的工作狀態。
光耦電路中C-E飽和電壓Vce(sat)，即光敏三極體的集電極-發射極飽和壓降。正向工作電壓Vf(ForwardVoltage)，Vf是指在給定的工作電流下，LED本身的壓降。常見的小功率LED通常以If=10mA來測試正向工作電壓，當然不同的LED，測試條件和測試結果也會不一樣。
(6)光耦外圍電路如何配置擴展閱讀；
線形光耦介紹，光隔離是一種很常用的信號隔離形式。常用光耦器件及其外圍電路組成。由於光耦電路簡單，在數字隔離電路或數據傳輸電路中常常用到，如UART協議的20mA電流環。對於模擬信號，光耦因為輸入輸出的線形較差，並且隨溫度變化較大，限制了其在模擬信號隔離的應用。
對於高頻交流模擬信號，變壓器隔離是最常見的選擇，但對於支流信號卻不適用。一些廠家提供隔離放大器作為模擬信號隔離的解決方案，如ADI的AD202，能夠提供從直流到幾K的頻率內提供0.025%的線性度，但這種隔離器件內部先進行電壓-頻率轉換。
對產生的交流信號進行變壓器隔離，然後進行頻率-電壓轉換得到隔離效果。集成的隔離放大器內部電路復雜，體積大，成本高，不適合大規模應用。
7. 關於光耦的一些問題
如圖：R要根據你所接電壓和電機M的工作電流來調整！單片機輸出電壓為5V所以R1一般用1/8W 500歐左右。（最好在M電機兩端並一個二極體以保護電機停轉時的反向電流將光耦擊穿。
8. 用光耦PC817 如何設計12腳加直流5V電源，需要串個多大的電阻，34腳要輸出直流5V電壓，如何設計電路。
樓上那位你好像在胡說八道啊！！你是老師的話，就是誤人子弟啊。PC817的發光二極體是1.1V左右的。如果5V驅動，只串幾歐姆的電阻，這個光耦馬上燒掉發光管。還說老師呢。。。無言
PC817用5mA驅動，在電源到光耦1腳串入470~1K的電阻都可以。
34腳這邊，最大驅動能力50mA.如果夠得話，直接集電極接5V，發射極接輸出。用在單片機等可以。
如果要帶比較重的負載。請加功率管放大，可以加個MOS管，用SI4410就很好，電流達到3A都沒問題。。 。